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同步整流技术

点击:724 日期:2019-07-15 选择字号:
同步整流技术
   同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET,来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。同步整流技术能大大提高DC/DC电源适配器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。作为整流电路的主要元件,通常用的是整流二极管(利用它的单向导电特性),它可以理解为一种被动式器件:只要有足够的正向电压它就导通,而不需要另外的控制电路。但其导通压降较高,快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)可达1.0~1.2V,即使采用低压降的肖特基二极管(SBD),也会产生大约0.6V的压降。这个压降完全是做的无用功,并且整流二极管是一种固定压降的器件,举个例子:如有一个管子压降为0.7V,其整流为12V时它的前端要等效12.7V电压,损耗占0.7/12.7≈5.5%。而当其为3.3V整流时,损耗为0.7/(3.3+0.7)≈17.5%。可见此类器件在低压大电流的工作环境下其损耗是何等地惊人。这就导致电源效率降低,损耗产生的热能导致整流管温度的上升,进而导致电源适配器的温度上升、机箱温度上升,有时系统运行不稳定、电脑硬件使用寿命急剧缩短都是拜这个高温所赐。
同步整流技术采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管,能大大降低整流电路的损耗,提高DC/DC变频器的效率,满足低压、大电流整流器的需要。DC/DC电源适配器的损耗主要由三部分组成:功率开关管的损耗,高频变压器的损耗,输出整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下,整流二极管的导通压降较高,输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管或超快恢复二极管可达1.0~1.2V,即使采用低压降的肖特基二极管,也会产生0.4V~0.8V的压降,导致整流损耗增大,电源效率降低。因此,传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流电源适配器高效率、小体积的需要,成为制约DC/DC变频器提高效率的瓶颈。
作为取代整流二极管以降低整流损耗的一种新器件,功率MOSFET属于电压控制型器件,它在导通时的伏安特性呈线性关系。因为用功率MOSFET做整流器时,要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能,故称之为同步整流。它可以理解为一种主动式器件,必须要在其控制极(栅极)有一定电压才能允许电流通过,这种复杂的控制要求得到的回报就是极小的电流损耗。根据同步整流管控制方式的不同,可将同步整流器分为两类:外部驱动式同步整流器和自驱动式同步整流器。
外部驱动式同步整流器的门极驱动电压需要从附加的外设驱动电路获得。为了实现同步,驱动电路必须由电源适配器主开关管的驱动信号来加以控制,外驱动电路可以提供较精确的控制时序。现在已开发出一些外部驱动控制集成电路,如IR1175、MW系列IC等。外部驱动同步整流的缺点是:驱动电路复杂,需要有控制检测、定时逻辑、同步变压器等。驱动电路有损耗,价格贵,开发周期长等,限制了外部驱动同步整流技术的广泛应用。
自驱动式同步整流器又分为电压驱动型(voltagedriven)同步整流器和电流驱动型同步整流器。
电流驱动同步整流器通过检测流过同步整流管的电流,确定是否开通还是关断同步整流管,因此,它需要电流检测器件,比如电流互感器,或者采用自带电流检测的功率MOSFET及其辅助控制和驱动电路。电流同步整流器的主要优点是拓扑结构独立,可以直接替代任何电源适配器适配器中的二极管,具有极强的通用性。
电压驱动同步整流器的驱动电压信号来自变压器辅助绕组或者电感耦合绕组,同步整流管根据变压器辅助绕组或者电感耦合绕组电压极性自动开通或关断,结构简单、经济高效,成为目前受到广泛关注的同步整流器驱动技术。
整流管VT3和续流管VT2的驱动电压从变压器的副边绕组取出,加在MOS管的栅G和漏D之间,如果在独立的电路中MOS管这样应用不能完全开通,损耗很大,但用在同步整流时是可行的简化方案。由于这两个管子开关状态互琐,一个管子开,另一个管子关,所以我们只简要分析电感电流连续时的开通情况,我们知道MOS管具有体内寄生的反并联二极管,这样电感电流连续应用时,MOS管在真正开通之前并联的二极管已经开通,把源S和漏D相对栅的电平保持一致,加在GD之间的电压等同于加在GS之间的电压,这样变压器副边绕组同铭端为正时,整流管VT3的栅漏电压为正,整流管零压开通,当变压器副边绕组为负时,续流管VT2开通,滤波电感续流。栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能,故称之为同步整流。


电压自驱动同步整流
1.工作原理
图是采用电压驱动同步整流双管正激电源适配器的原理图,工作原理如下:当主开关管Q1和Q4都开通时,变压器副边电压为正,同步整流管S1的门极承受正电压导通;S2的门极承受负电压关断。此时,负载电流流经同步整流管S1。当主开关管Q1和Q4都关断时,变压器副边电压为负,同步整流管S2的门极承受正电压导通;S1的门极承受负电压关断。此时,负载电流流经同步整流管S2。


图电压驱动同步整流双管正激电源适配器原理图
从对传统双管正激变压器基本原理的分析中,我们可以知道,在主开关管Q1和Q4都关断时,变压器开始磁复位。在下一个开关周期开始时,磁复位必须结束,否则变压器发生磁偏滞而逐渐饱和,不能继续传递能量。假设在下一个开关周期导通之前的某一时刻,变压器磁复位结束,变压器副边电压为0。变压器副边电压为0至下一个开关周期开始的这段时间称为死区时间。在死区时间内S1和S2的门极电压为0,因此都不能导通。这时候,负载电流流经续流同步整流管S2的体二极管,而不是功率MOSFET。
为了优化驱动波形,可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管,比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流电源适配器来说,这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组,因此不需要建立输出电流的时间,MOSFET能够迅速开通,开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半,另一方面驱动电压不只局限于副边电压,可以通过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。
在一般情况下,转换器轻载时将在不连续电流模式(dcm)下工作。但电压型自驱动的同步整流理论上是一个双向开关,轻载时负载电流可能继续反向流过输出电感,形成环路电流,产生附加损耗,使转换器效率下降。


2.电感电流断流模式(DCM)下的环路电流损耗问题
连续CCM与断续DCM通常指工作电流.连续CCM:当输出电流未降到0时.藕合电感又将能量传输到输出.断续DCM当输出电流降到0时.藕合电感才将能量传输到输出.
一般小功率产品最好工作在DCM下好些,反之则CCM.与电感 频率有关 .
根据对传统双管正激电源适配器的稳态分析可知,电源适配器在稳定运行时存在两种可能的运行状态:连续传导模式(CCM)和非连续传导(DCM)。

当负载电流Io减小到临界输出电流Io以下时,对于副边采用传统二极管续流工作的正激电源适配器来说,将会出现电感电流断续的工作情况,电源适配器进入DCM模式。但是当副边采用同步整流工作时,由于续流MOSFET的双向导通的特性,使得此时的电感电流能够反向,产生环流,有了环流就会产生环流能量,如图6-12所示。这个能量的大小和输出滤波电感有关,输出滤波电感越小,环流就会越大,环流能量越大,损耗也越大。所以由于同步整流器不能从CCM模态自动切换到DCM模态,轻载时就会产生很大的环流损耗。环流损耗、开关驱动损耗和开关损耗使得电源适配器的轻载时的效率较低。值得注意的是,续流MOSFET一定要在反向电流产生前截止。如果已经产生了反向电流以后才使MOSFET截止,此时反向电流迅速下降,产生很大的di/dt,会在续流MOSFET源极和漏极两端产生很高的电压尖峰,这个电压尖峰甚至可能高于MOSFET的耐压,使续流MOSFET击穿,在这种控制方式下,重载时由续流同步整流管续流,轻载时由肖特基管续流,电感电流将进入DCM模式,这样减少了导通损耗,提高了轻载时电源适配器的效率。

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